Применение операционных усилителей в системах автоматики

Операционные усилители (ОУ) нашли применение в системах автоматики за счет своей универсальности и многофункциональности. Они представляют собой интегральные усилители постоянного тока, выполненные в виде микросхем. ОУ получили такое название, т. к. первоначально применялись в ЭВМ для выполнения различных математических операций. ОУ могут быть с одним или двумя входами. Различают также ОУ с параметрической компенсацией дрейфа нуля, преобразованием сигнала и автоматической коррекцией дрейфа нуля. В усилителях с непосредственными связями компенсация дрейфа нуля осуществляется за счет построения входных каскадов по симметричной балансной или дифференциальной схемам. В усилителях с преобразованием сигнала для усиления постоянной составляющей используется импульсная стабилизация типа модуляция-усиление-демодуляция.

Различают ОУ: прецизионные, предназначенные для применения в контрольно-измерительной аппаратуре; быстродействующие – для схем, где требуются широкая полоса пропускания, высокая скорость нарастания выходного напряжения и малое время установления; универсальные, или средней точности; микромощные, где рабочий ток усилителя задается внешним резистором; с высоким входным сопротивлением; малошумящие; многоканальные; мощные.

Прецизионные, быстродействующие, микромощные, малошумящие, широкополосные ОУ относятся к классу специализированных, поскольку один или несколько их параметров имеют значения, близкие к предельным.

Несмотря на существенные схемотехнические отличия ОУ разных типов, в каждой из них можно выделить входной каскад, усилитель напряжения, цепь сдвига постоянного уровня и выходной каскад усиления мощности.

Одна из типовых принципиальных схем операционного усилителя приведена на рис. 3.4. На входе усилителя включен дифференциальный каскад на транзисторах VT ₁ и VT ₂. Как правило, это транзисторы с высоким коэффициентом усиления по току, работающие в режиме микротоков. Такое построение этого дифференциального каскада не позволяет получить заметное усиление, но зато обеспечивает высокое входное сопротивление. Для повышения качеств, присущих дифференциальному каскаду (высокая стабильность, хорошее подавление синфазной помехи, малый дрейф нуля), в цепи эмиттеров VT ₁ и VT ₂ включен генератор стабильного тока ГСТ₁ на транзисторах VT ₃ и VT ₆.

Рис. 3.4. Типовая принципиальная
схема операционного усилителя

К выходу первого дифференциального каскада подключен второй каскад на транзисторах VT ₄ и VT ₅. Этот каскад, выполненный по аналогичной схеме, обладает большим усилением по напряжению, так как работает при токах коллектора в пределах миллиампера, что позволяет увеличить крутизну транзисторов до нескольких десятков миллиампер на вольт.

С коллектора транзистора VT ₅ сигнал поступает на вход эмиттерного повторителя на транзисторе VT ₇, нагрузкой которого служит вход усилительного каскада на транзисторе VT ₈ с включенным в цепь эмиттера ГСТ₂. В цепи эмиттера VT ₈ также включено сопротивление R ₈, позволяющее понизить потенциал базы транзистора VT ₈ до необходимого уровня. Коэффициент передачи эмиттерного повторителя снижается за счет сопротивления R ₈ незначительно, так как основной его нагрузкой являются достаточно высокое входное сопротивление транзистора VT ₈ и большое выходное сопротивление ГСТ₂. Нагрузкой каскада на транзисторе VT ₈, включенном по схеме с общим эмиттером, являются входное сопротивление эмиттерного повторителя на транзисторах VT ₉ и VT ₁₀ и сопротивление R ₉, что обеспечивает каскаду достаточно большой коэффициент усиления. Сопротивление R ₉ в цепи коллектора VT ₈ выбрано таким образом, чтобы при отсутствии сигнала на входе потенциал коллектора был равен нулю. Такой режим автоматически обеспечивает равенство нулю напряжения на выходе двухтактного эмиттерного повторителя, собранного на комплементарных транзисторах VT ₉ и VT ₁₀. Диоды D ₁, D ₂ задают необходимое смещение на базы транзисторов VT ₉ и VT ₁₀.

Операционный усилитель предназначен для работы с внешней обратной связью, охватывающей все каскады.

Входной сигнал подается на усилитель через входы Вх₁ и Вх₂. Нетрудно убедиться, что в данной схеме вход Вх₁ является неинвертирующим, а вход Вх₂ – инвертирующим.

Основными параметрами ОУ являются:

Коэффициент усиления дифференциального напряжения K (коэффициент усиления напряжения) – отношение выходного напряжения ОУ к дифференциальному входному напряжению, т. е. к разности потенциалов между входными выводами. Интегральные микросхемы ОУ имеют коэффициенты усиления от тысяч до нескольких миллионов.

Входное сопротивление для дифференциального сигнала
R _вх.диф – сопротивление между входами ОУ. Значение R _вх.диф лежит в широких пределах от килоом до сотен мегаом (у ОУ с полевыми транзисторами на входе). Входное сопротивление синфазному сигналу R _вх.сф – сопротивление между одним из входов и землей при разомкнутом втором входе. Значение R _вх.диф обычно превышает 100 МОм.

Коэффициент ослабления синфазного сигнала K _ос.сф – отношение коэффициента усиления K дифференциального сигнала к коэффициенту усиления K _сф синфазного сигнала. Обычные значения K _ос.сф = 60...80 дБ. Чем больше K _ос.сф, тем меньшую разность входных сигналов сможет различать ОУ на фоне большого синфазного напряжения.

Входное напряжение смещения нуля U _см – дифференциальное напряжение, которое нужно приложить между входами ОУ, чтобы ее выходное напряжение в отсутствие входных сигналов стало равным нулю. Необходимость U _см обусловлена в основном разными напряжениями на эмиттерно-базовых переходах входных транзисторов. Значение U _см зависит от температуры и напряжения питания. Обычно U _см = 3...7 мВ.

Выходное сопротивление R _вых определяется выходным каскадом и обычно составляет 100...500 Ом.

Входной ток (ток смещения) I _вх – полусумма токов и , протекающих через входные выводы ОУ при U _вых = 0. В интегральных микросхемах на биполярных транзисторах I _вх находится в пределах 10 нА...10 мкА, в ОУ на полевых транзисторах I _вх составляет пикоамперы (1 нА = 10^-9 А; 1 пА = 10^-12 А).

Разность входных токов Δ I _вх = – обусловлена неидентичностью входных транзисторов. Обычно Δ I _{Β Χ} меньше величины I _вх в 3–10 раз.

Частота единичного усиления f_T – частота, на которой ИМС имеет коэффициент усиления K = 1. Обычные значения
f_T = 1...10 МГц.

Поскольку для усилителя постоянного тока нижняя граничная частота f _н = 0, то ширина полосы пропускания (f _в – f _н) равна верхней граничной частоте. Поэтому для ИМС ОУ частоты f _T и f _cpнередко называют соответственно полосой единичного усиления и полосой на уровне 0, 7.

Скорость нарастания выходного напряжения
ν = D U _вых/D t измеряется при подаче ступенчатого напряжения на вход ИМС ОУ и коротком замыкании выхода на инвертирующий вход. Обычные значения v = 0, 1...5 В/мкс. Ограниченность υ обусловлена наличием емкостей внутри ОУ и вне его.

В измерительных устройствах необходимо усиливать без искажения слабые сигналы датчиков, сопровождаемые значительным уровнем синфазных, температурных и других помех. Прецизионные усилители, используемые для этих целей, должны обладать не только очень большими значениями коэффициентов усиления (более 10⁵), но и малыми напряжением смещения нуля (не более 0, 5 мВ) и его дрейфом, малыми уровнями шумов, большим входным сопротивлением. Для построения усилителя, называемого иногда инструментальным, и способного с большой точностью фиксировать перечисленные параметры, обычно используют два-три ОУ общего применения с несколькими высокоточными хорошо подобранными по температурным коэффициентам резисторами отрицательной обратной связи. Приемлемую схему инструментального усилителя можно получить, если на входе универсального ОУ использовать специальный прецизионный усилитель с небольшим коэффициентом усиления напряжения, но с высоким входным сопротивлением и малым дрейфом напряжения смещения.

В настоящее время по этому принципу разработано несколько ОУ. Операционный усилитель КМ551УД1 (рис. 3.5) имеет малое напряжение смещения нуля (менее 0, 5 мВ), малые уровни дрейфа и шумов. Но основным свойством этого ОУ является то, что он позволяет поддерживать с высокой точностью большое значение коэффициента усиления ОУ, замкнутого отрицательной обратной связью. Можно получить K = 1000 ± 0, 3%. Характеристики усилителя обеспечиваются входным каскадом, который построен по простой дифференциальной схеме с резисторными нагрузками (рис. 3.5, а). Для уменьшения дрейфов входные транзисторы VT1 и VT2 представляют как параллельные соединения двух транзисторов (рис. 3.5, б). Амплитудно-частотная характеристика ОУ корректируется двумя цепями частотной коррекции (рис. 3.5, в).

а б в

Рис. 3.5. Прецизионный ОУ типа КМ551УД1:
а – схема включения; б – принципиальная схема;
в – схема цепей частотной коррекции

Ограниченное быстродействие – один из существенных недостатков стандартных ОУ. Усилители общего назначения с коррекцией до частоты единичного усиления имеют малосигнальную полосу частот около 1 МГц и скорость нарастания выходного напряжения приблизительно до 0, 6 В/мкс. Этот недостаток можно преодолеть, если ввести в схему ОУ высокочастотный канал.

Существуют быстродействующие ОУ, отличающиеся способом построения ВЧ-канала. Например, ОУ типа КР140УД11 (рис. 3.6, а), выполненный по планарно-эпитаксиальной технологии с изоляцией p-n- перехода, имеет скорость нарастания выходного напряжения 50 В/мкс и частоту единичного усиления 15 МГц.

а б

Рис. 3.6. Быстродействующий ОУ типа КР140УД11:
а – схема включения; б – схема с цепями внешней коррекции

Быстродействующие усилители менее устойчивы по сравнению с универсальными ОУ, поэтому для предотвращения генерации в схеме необходимо уменьшить паразитную емкость между выходом ОУ и его инвертирующим входом. Для уменьшения указанной емкости применяют специальные внешние цепи коррекции (рис. 3.6, б), состав которых зависит от задачи, которую решает ОУ. Балансировка усилителя осуществляется включением переменного резистора между выводами 1 и 5.

С помощью ОУ можно не только смоделировать различные математические преобразования, но и составить формирователь ПИД закона в автоматических регуляторах.

На рис. 3.7 представлена схема инвертирующего усилителя. Для расчета элементов этого усилителя воспользуемся двумя положениями: напряжения на инвертирующем и неинвертирующем входах равны, т.е. U₊ = U_; входной ток усилителя равен нулю по любому из входов, I ₁ = I ₂ = 0.

В этом случае U ₊ = 0 и U_ = 0. Следовательно, входной ток I _вх = U / R ₁. Ток I ₂, протекающий через резистор R ₂, равен U / R ₂. Так как ток I _вх = I ₂, то U _вх/ R ₁ = U _вых/ R ₂, и коэффициент передачи

K = U _вых/ U _вх = R ₂/ R _1.

На рис. 3.8 показана схема инвертирующего сумматора, выходной сигнал которого описывается выражением

U _вых = – (U ₁ R / R ₁ + U ₂ R / R ₂ + U ₃ R / R ₃ +... + U_nR / R_n).

Рис. 3.7. Схема инвертирующего усилителя на основе ОУ	Рис. 3.8. Схема инвертирующего сумматора на основе ОУ

В каскаде вычитания двух входных сигналов, показанном на рис. 3.9 выполняется следующее равенство:

I _вх = I _вых.

Тогда (U ₁ - U₊)/ R ₁ = (U _вых - U₊)/ R ₁ и U ₁ - U₊ = U _вых - U₊. Учитывая, что U_ = U ₂/2 = U₊, получим

U ₁ - U ₂/2 = U _вых + U ₂/2,

или U ₁ - U ₂/2 - U ₂/2 = U _вых.

Тогда выражение для выходного напряжения запишем в виде

U _вых = U₊ - U ₂.

Схема аналогового интегратора и его частотная характеристика показаны на рис. 3.10. Напряжение на выходе аналогового интегратора в момент времени t будет равно

,

где U ₀ – напряжение на выходе усилителя в исходный момент времени t ₀.

Схема дифференциатора и его частотная характеристика показаны на рис. 3.11. Для дифференциатора выходное напряжение определяется как:

U _вых = – RCdU _вх/ dt.

В этом каскаде для высоких частот коэффициент усиления принимает максимально возможное значение.

Рис. 3.9. Схема каскада вычитания на основе ОУ	Рис. 3.10. Схема аналогового интегратора на основе ОУ

Схема логарифмического усилителя показана на рис. 3.12. Для этого каскада, с учетом нелинейной характеристики диода, можно составить уравнение

U _вых/ R = I ₀exp(SU _вых),

где S – коэффициент пропорциональности.

Тогда выходное напряжение определяется как:

U _вых= K lg (U _вх/ I ₀ R),

где K – коэффициент усиления.

Рис. 3.11. Схема дифференциатора на основе ОУ	Рис. 3.12. Схема логарифмического усилителя напряжения

Схема компаратора на основе ОУ служит для сравнения двух напряжений. Одним из этих напряжений является опорное напряжение U_оп, а другим – меняю­щееся во времени аналоговое входное напряжение U_вх.

Схема компаратора при­веденного на рис. 3.13 и отличается от других наличием опорного напряжения на инвертирующем входе ОУ. U_оп может быть положительным и отрицательным относительно общей шины и его величина и поляр­ность определяют амплитуду U_вх, при которой выходное напряжение компаратора переключается от + U_вых.maх до – U_вых.mах и обратно. Очевидно, что переключение происходит в тот момент, когда U_вх про­ходит через значение равное U_оп. Стабилитроны VD 3 и VD 4 как и в предыдущем случае служат для ограничения выходного напряжения.

Рис. 3.13. Схема компаратора на основе ОУ

В схеме выделения абсолютной величины сигнала, представленной на рис. 3.14, выходное напряжение U_вых изменяется пропорционально входному напряжению U_вх, оставаясь всегда положительным независимо от полярности U_вх. Когда U_вх поло­жительно, VD 2 открыт и, вследствие деления напряжения на одинако­вых по величине резисторах R_A и R_B, сигнал на неинвертирующем вхо­де ОУ равен U_вх /2. Диод VD 1 при этом закрыт, поэтому равные по ве­личине резисторы R_o.c и R 1 образуют обычную цепь ОС инвертирующего усилителя и выходное напряжение U_вых определяется выражением:

.

Рис. 3.14. Схема выделения абсолютной величины сигнала

Когда U_вх отрицательно, VD 1 смещен в прямом, a VD 2 – в обрат­ном направлениях. Потенциалы точек 1 и 2 примерно равны и соответствуют потенциалу «земли», через резистор R 1 протекает пренеб­режимо малый ток и падение напряжения на нем при оценке коэффици­ента усиления схемы можно не принимать в расчет. Выходное напряже­ние в этом случае определяется следующим образом:

.

Все резисторы (R 1, R 2, R_о.с, R_A, R_B) выбрать одинаковыми, коэффициент усиления схемы будет равен единице.

Схема триггера Шмитта подобна рассмотренным выше схемам ком­паратора и детектора нуля. Выходное напряжение ОУ, включенного по схеме триггера Шмитта, скачком переходит от положительного напря­жения смещения + U_вых.max к отрицательному напряжению насыщения – U_вых.max. Схема триггера Шмитта и его статическая характеристика показаны на рис. 3.15, 3.16.

Рис. 3.15. Схема триггера Шмитта	Рис. 3.16. Статическая характеристика триггера Шмитта

Из передаточной характеристики видно, что выходное напряжение находится в состоянии положительного насыщения при входном сигнале U_вх, меньшем напряжения верхнего порога U_в.п Если U_вх станет немного больше порогового значения U_в.п, напряже­ние на выходе схемы перебросится к – U_вых.max и останется в этом состоянии до тех пор, пока U_вх не станет меньше напряжения нижнего порога U_н.п. Эти пороговые напряжения можно определить из уравне­ния

.

где U_вых.max – максимальное положительное или максимальное отрицательные значения выходного напряжения ОУ.

Основное назначение фильтров заключается в выделении из спектра полезного сигнала некоторой полосы частот и передаче этих частот на вход последующего устройства. Эта полоса частот называ­ется полосой пропускания, или полосой прозрачности. По виду АЧХ фильтры подразделяются на фильтры низких частот (ФНЧ), фильтры высоких частот (ФВЧ), полосовые фильтры (ПФ) и режекторные фильтры (РФ). АЧХ фильтров приведены на рис. 3.17.

Рис. 3.17. АЧХ различных фильтров

Указанные фильтры можно реализовать, не используя активных элементов. Однако получаемые в этом случае характеристики далеки от идеальных. Кроме того, в случае низких частот фильтруемых сигналов возникают проблемы с обеспечением необходимых массогабаритных показателей.

Вследствие этого в современной схемотехнике нашли широкое применение активные фильтры, реализуемые на основе операционных усилителей (ОУ). Использование ОУ позволяет относительно просто реализовать фильтры высоких порядков и обеспечить крутой спад или подъем АЧХ.

Для решения конкретной задачи обычно используют один из ос­новных типов фильтров.

1. Фильтры с критическим затуханием, представляющие собой ком­бинацию апериодических звеньев и обладающие наихудшими избиратель­ными свойствами.

2. Фильтры Бесселя, АЧХ которых является менее пологой, чем у фильтров с критическим затуханием.

3. Фильтры Баттерворта. Отличаются плоской АЧХ в полосе про­пускания и крутыми спадами при переходе к полосе подавления, дав­ления. Однако переходные процессы в этих фильтрах носят колеба­тельный характер.

4. Фильтры Чебышева, для которых характерен наиболее крутой спад АЧХ, достигаемый за счет потери равномерности последней в по­лосе пропускания.

Отметим, что АЧХ фильтров Бесселя, Баттерворта и Чебышева аппроксимируются соответствующими полиномами Бесселя, Баттерворта и Чебышева.

Схемная реализация каждого из приведенных фильтров остается неизменной для каждого из перечисленных типов фильтров, будь то фильтр Бесселя, Баттерворта или Чебышева. Принадлежность к тому или иному типу фильтров, а, следовательно, те или иные характерис­тики определяются путем выбора коэффициентов передаточной функции.

На рис. 3.18 приведена принципиальная схема фильтра нижних час­тот со сложной отрицательной обратной связью.

Рис. 3.18. Схема фильтра нижних час­тот на основе ОУ

Методика расчета фильтра является крайне простой. После выбо­ра типа фильтра и определения частоты среза по таблицам коэффици­ентов характеристических уравнений передаточных функций различных типов фильтров находят коэффициенты а и b.

р – символ преобразования Лапласа, в результате которого осу­ществляется переход от дифференциального уравнения к передаточной функции:

W (p) = – (R 2/ R 1)/(bp ² + ар +1), (3.4)

где K = – R 2/ R 1 – коэффициент передачи фильтра;

а = w _cpC 1(R 2 + R 3 + R 2 R 3/ R 1); (3.5)

b = w _cp ² С 1 C 2 R 2 R 3, (3.6)

где w _cp = 2p f_cp., f_cp – частота среза.

Путем преобразований уравнений (3.5) и (3.6) получаем

;

R 1 = R 2/2;

R 3 = b /(4p² f_ср ² C 1 C 2 R 2).

Для того чтобы сопротивление R 2 не принимало отрицательных значений необходимо выполнить условие (3.7).

Чтобы сопротивление R 2 не принимало отрицательных значений, должно выполняться условие

C 2/ C 1 ≥ 4 b (1 – K)/ a. (3.7)

Передаточная функция, соответствующая схеме фильтра верхних частот (рис. 3.19) имеет вид:

.

Рис. 3.19. Схема фильтра верхних частот на основе ОУ

Методика расчета фильтра аналогична приведенной выше. Коэффи­циент передачи фильтра K = 1. Поэтому при С 1 = С 2 = С получим простые расчетные формулы, используемые для определения R 1 и R 2.

;

.

На рис. 3.20 приведена принципиальная схема полосового фильтра. Передаточная функция полосового фильтра в общем виде имеет вид:

, (3.8)

где K ^* – коэффициент передачи фильтра на резонансной частоте;

Q – добротность фильтра.

Рис. 3.20. Схема полосового фильтра на основе ОУ

Для схемы, приведенной на рис. 3.20 передаточная функция может быть представлена в виде:

. (3.9)

Из сравнения выражений (3.8) и (3.9) очевидно, что

. (3.10)

Из выражения (3.10) можно определить резонансную частоту

. (3.11)

Подставив полученное значение f_p в выражение (3.9) и приравняв друг к другу коэффициенты в выражениях (3.8) и (3.9), получим формулы для вычисления основных характеристик фильтра

;

;

,

где В – полоса пропускания фильтра.

Из приведенных выражений следует, что коэффициент передачи, добротность и резонансная частота фильтра могут выбираться произ­вольно.

Принципиальная схема генератора прямоугольных колебаний на основе ОУ при­ведена на рис. 3.21.

Рис. 3.21. Схема генератора прямоугольных колебаний на основе ОУ

Выходное напряжение генератора колеблется между значениями + U_вых.max и – U_вых.max ОУ, создавая колебания прямоу­гольной формы. Период Т колебаний генератора определяется произве­дением RС и соотношением R_A / R_B. При подаче питающего напря­жения на выходе усилителя появляется напряжение сдвига U_{вых . сдв} , которое имеется даже в том случае, если ко входам ОУ не приложено дифференциальное входное напряжение. Часть этого напряжения по це­пи ОС поступает на неинвертирующий вход ОУ (U_B) и так как в перво­начальный момент конденсатор С разряжен и инвертирующий вход по­тенциально заземлен, то напряжение оказывается полностью приложен­ным между входами 1 и 2 ОУ. Напряжение U_B сразу усиливается в чис­ло раз, равное коэффициенту усиления ОУ без ОС, что приводит к пе­реходу ОУ в состояние насыщения. Переход к U_вых.max происходит со скоростью нарастания ОУ. В момент насыщения ОУ начинает заряжаться через резистор R конденсатор С. Как только напряжение на конденса­торе U_C достигнет значения немного большего чем U_B, напряжение на выходе ОУ перейдет к отрицательному пределу – U_вых.max При этом в результате действия положительной обратной связи часть этого нап­ряжения (– U_B) поступит на неинвертирующий вход ОУ. Конденсатор С начнет перезаряжаться от + U_B до – U_B и как только значение U_CU_B, напряжение на выходе ОУ вновь станет равным + U_вых.max. Процедура генерации прямоугольных импульсов поясняется временными диаграмма­ми напряжений на выходе ОУ и конденсаторе U_C (рис. 3.22).

Схема генератора треугольных колебаний приведена на рис. 3.23. От предыдущей схемы она отличается наличием интегратора. Частота генерируемых колебаний определяется сопротивлением R и соотношени­ем R_А / R_B. В генераторе треугольных колебаний, как и в генераторе колебаний прямоугольных форм, предельная частота выходного сигнала ограничена скоростью нарастания ОУ. Амплитуду треугольных колеба­ний можно регулировать в некоторых пределах, изменяя сопротивление R 1.

Рис. 3.22. Процедура генерации прямоугольных импульсов

Рис. 3.23. Схема генератора треугольных колебаний

Пилообразные колебания отличаются от треугольных временем на­растания и спада. Генератор пилообразных колебаний состоит из двух каскадов (рис. 3.24).

Первый каскад, реализованный на ОУ1, выполня­ет функцию порогового детектора. Напряжение на его выходе будет перебрасываться от + U_вых.max до – U_вых.max, когда напряжение на выходе интегратора ОУ2 станет достаточно отрицательным, чтобы в точке х установился потенциал, отрицательнее потенциала «земли». При этом начинается рост в положительном направлении U_вых и когда потенциал точки х станет несколько положительнее потенциала «зем­ли», выходное напряжение порогового детектора вновь перебрасывает­ся от – U_вых.max к + U_вых.max. Нарастание U_вых в отрицательном нап­равлении происходит дольше, чем в положительном, так как скорость, с которой заряжается конденсатор С, при изменении полярности U_вых изменяется. Действительно, когда U_вых равно отрицательному напряже­нию насыщения ОУ, конденсатор С заряжается через R 1 и смещенный в прямом направлении диод VD 1. Когда U_вых равно положительному, нап­ряжению насыщения ОУ, конденсатор С заряжается через R 2. Вследствие этого R 1 и R 2 определяют частоту колебаний выходного напряжения схемы U_вых, а их соотношение R 1/ R 2 – отношение длительностей на­растания и спада.

Рис. 3.24. Схема генератора пилообразных колебаний

На рис. 3.25 приведена схема генератора синусоидальных колеба­ний с мостом Вина. Мостовой генератор Вина образуется элементами R 1, R 2, C 1 и С2. Сигнал в точке х мостовой цепи Вина представляет собой входной сигнал, поступающий на неинвертирующий вход ОУ и на определенной частоте f совпадающий по фазе с сигналом U_вых. Эта частота

,

при R 1 = R 2 и C 1 = C 2.

На частотах ниже f сигнал обратной связи в точке х опережает U_вых по фазе, а на частотах выше f он запаздывает относительно U_вых. Поэтому максимальное значение сигнал обратной связи имеет при совпадении по фазе с выходным сигналом на частоте f, которая и является выходной частотой генератора. Подстройка амплитуды выход­ного напряжения осуществляется с помощью потенциометра R 3. Диоды VD 1 и VD 2 ограничивают амплитуду сигнала обратной связи.

Для измерения очень малых сигналов постоянного тока (менее 1 мВ) применение усилителей с непосредственной связью невозможно из-за большого дрейфа выходного сигнала и возбуждения. В этом случае используются усилители с модуляцией и демодуляцией (МДМ), которые мало чувствительны к изменениям питающего напряжения и температуры окружающей среды и значительно стабильнее во времени, чем усилители с непосредственными связями. В усилителях МДМ сигнал постоянного тока преобразуется с помощью модулятора в переменный сигнал. Этот переменный сигнал усиливается до необходимой величины, а затем детектируется и преобразуется из переменного в постоянный. На выходе усилителя стоит фильтр нижних частот для сглаживания помех различного рода.

Рис. 3.25. Схема генератора синусоидальных колеба­ний с мостом Вина

На рис. 3.26 приведена принципиальная схема МДМ-усилителя. В этой схеме на транзисторах VT1 и VT2 выполнен модулятор, усилитель переменного сигнала выполнен на элементах DA1 и DA2, демодулятор выполнен на транзисторах VT5 и VT6, интегратор выполнен на операционном усилителе DA3, а на транзисторах VT3 и VT4 выполнен генератор, который управляет работой модулятора и демодулятора.

При построении электрических приборов для измерения физических величин часто возникает необходимость усиления медленно меняющихся сигналов. В этом случае применяют усилители, частотная характеристика которых не имеет спада на низких частотах, – так называемые усилители постоянного тока.

В усилителях постоянного тока отсутствуют межкаскадные разделительные конденсаторы или трансформаторы. Поэтому выходное напряжение в таком усилителе определяется не только входным сигналом, но и нестабильностью режимов каскадов по постоянному току. Величину сигнала, которую требуется подать на вход усилителя, чтобы выходное напряжение было равно нулю, называют смещением пуля усилителя. Нестабильность смещения нуля, называемая дрейфом нуля, является важнейшей характеристикой усилителя постоянного тока. На выходе усилителя изменение сигнала, вызванное дрейфом нуля, воспринимается как соответствующее изменение входного сигнала, что приводит к возникновению аддитивной погрешности измерительного усилителя. Поэтому при построении измерительного усилителя постоянного тока приходится заботиться не только о стабильности коэффициента усиления, но также и о снижении дрейфа нуля усилителя.

Рис. 3.26. Принципиальная схема МДМ-усилителя