Особенности построения современных МШУ

СХЕМОТЕХНИЧЕСКИЕ РЕШЕНИЯ ИНТЕРФЕЙСНОЙ ЧАСТИ СОВРЕМЕННЫХ ПРИЕМНИКОВ

Варианты построения интерфейсной части современных приемников

В курсе «Устройства приема и обработки сигналов» были обсуждены вопросы, связанные с классификацией приемников, и были названы основные их типы:

· приёмник прямого усиления;

· приёмник супергетеродинного типа;

· приёмник инфрадинного типа (или приёмник с широкополосным преселектором) → (инфрадин);

· синхродинный приёмник, в котором осуществляется синхронный приём → (синхродин);

· приёмник прямого преобразования (или гомодинный приёмник), когда используется квадратурная обработка сигнала.[1]

Наибольшее применение в интерфейсной (высокочастотной) части современных приемников, т.е. до аналого-цифрового преобразователя, нашли супергетеродин и гомодин.

Инфрадинные ПРМ, как известно, нашли широкое распространение в радиоизмерительной аппаратуре миллиметрового и сантиметрового диапазонов волн. Была сделана попытка использовать такой принцип при разработке вещательного ПРМ УКВ диапазона. Основные трудности при реализации этого принципа: нужно обеспечить высокую линейность преселектора и первого смесителя, а также требуемую избирательность ФСС высокого порядка.

Отметим, что если супергетеродинные ПРМ выполняются достаточно стандартным образом: с однократным или двукратным преобразованием частоты, то другие типы ПРМ отличаются некоторым разнообразием.

Доминирующий структурой ПРМ мобильных систем типа WCDMA и GSM, а также Wi-Fi, DECT, Bluetooth и трансиверов для систем передачи данных являются ПРМ с квадратурной обработкой входного сигнала [1]. При этом различают гомодинные ПРМ с однократным преобразованием частоты непосредственно на постоянный ток: f _пр= 0 (системы типа direct conversion: Bluetooth, Wi-Fi, WCDMA), а также ПРМ с переносом частоты в область низких частот: низкое значение f _пр (Low IF conversion: GSM, DECT). Правда, во втором варианте возникает проблема подавления зеркального канала.

На рис. 7.1. изображена упрощенная структурная схема гомодинного ПРМ типа “direct conversion”.

Рис. 7.1

В этой структурной схеме можно выделить приёмно-усилительный тракт, передающий тракт, которые подключаются к одной антенне через циркулятор. Далее преподавателю следует кратко обсудить принципы построения указанных трактов и назвать основные блоки, которые входят в состав интерфейсной, высокочастотной части ПРМ: малошумящий усилитель (МШУ), квадратурный смеситель на базе перемножителей, гетеродин на основе цифрового синтезатора частот, частотные фильтры и программируемые усилители.

Конструктивно такой гомодинный ПРМ с f _пр = 0 содержит два кристалла. На одном выполнена аналого-цифровая часть этого устройства, а на другом – чисто цифровая часть, которая включает в себя АЦП и процессор цифровой обработки сигналов, выполненный по КМОП-технологии. Усилитель мощности (УМ), циркулятор с входной цепью и кварцевый резонатор располагаются непосредственно на монтажной плате.

Интерфейсная часть приемника с низкой f _пр ≠ 0 может быть выполнена в двух вариантах:

• на выход квадратурных каналов подключаются полосовые фильтры; при этом в процессоре ЦОС имеется цифровой комплексный смеситель на четырех перемножителях, с помощью которого подавляется зеркальный канал приема [ 1, 6 ];

• на выход квадратурных каналов включается либо комплексный фильтр, либо полифазный фильтр, с помощью которых осуществляется эффективное подавление (режекция) зеркального канала приема [ 1, 6 ].

На рис. 7.2 изображена упрощенная структурная схема отечественной СБИС селектора каналов приемника спутникового телевидения, разработанная на основе кремний-германиевой (Si-Ge) БиКМОП-технологии с проектными нормами 0, 25 мкм. Данная СБИС представляет собой ПРМ, который в отличие от схемы на рис.7.1 переносит входной сигнал на f _пр ≠ 0 для последующего аналого-цифрового преобразования и цифровой обработки.

Назовём преимущества такого построения:

· исключается влияние фликкер-шумов последних каскадов интерфейсной части гомодинного ПРМ;

· исключается влияние смещения по постоянному току, которое появляется на выходе ПРМ при f _пр = 0;

· устраняется эффект просачивания колебаний гетеродина (с ГУН) на вход МШУ.

Рис. 7.2

Такая СБИС включает следующие основные блоки:

· МШУ и высокочастотный усилитель с программируемым коэффициентом усиления и схемой автоматической регулировки усиления (АРУ);

· квадратурный смеситель;

· программируемый двухканальный ПФ с регулируемыми усилителями;

· синтезатор частот с широкополосным генератором, управляемым напряжением (ГУН), и схемой управления.

Высокочастотный усилитель состоит из пяти усилительных каскадов и детектора АРУ. Входной МШУ обеспечивает усиление сигнала с малым коэффициентом шума. Регулируемые каскады предназначены для реализации широкого диапазона перестройки усиления. Выходной каскад этого усилителя обеспечивает требуемый уровень усиления.

Квадратурный смеситель построен как активный на основе ячеек Б.Джильберта и полифазного фильтра, работающего в широком диапазоне частот за счет многокаскадной структуры.

Синтезатор частот основан на классической схеме ФАПЧ с частотно-фазовым детектором. Широкополосный ГУН позволяет получать сигнал с частотами 920...2200 МГц. Реализовать заданный частотный диапазон на одном генераторе затруднительно. Поэтому использованы два генератора, отвечающих за верхний и нижний диапазоны. Каждый из двух генераторов имеет цепь аналоговой настройки частоты с помощью варикапов и цепи дискретной настройки, выполненные с помощью подключаемых или отключаемых емкостей.

Для формирования АЧХ основного канала в эту ИМС включён двухканальный программируемый ПФ с регулируемыми усилителями. Сам фильтр представляет собой лестничный перестраиваемый активный фильтр Баттерворта 6-го порядка. Выбор лестничной структуры определяется её экстремально низкой параметрической чувствительностью и простотой управления ЧХ фильтра. Схема такого фильтра получена заменой индуктивностей схемы пассивного LCR-прототипа их гираторными эквивалентами. Гираторы реализованы встречно-параллельным соединением двух преобразователей напряжения в ток (ПНТ), в качестве которых использованы ОУ типа ИТУН.

Перестройка ЧХ фильтра выполняется изменением тока смещения ПНТ (преобразователя напряжение-ток) посредством схемы управления, при этом частота настройки фильтра перестраивается в диапазоне от 4 МГц до 40 МГц. Поскольку в данном варианте полосовой фильтр является широкополосным, то подавление зеркального канала осуществляется с помощью комплексного смесителя, который реализован в блоке ЦОС [1, 6].

ИМС имеет 40-выводной QFN-корпус.

Основные параметры обсуждаемой ИМС:

· диапазон рабочих частот 920...2200 МГц;

· максимальный коэффициент усиления не менее 80 дБ;

· диапазон регулировки усиления в ВЧ-тракте не менее 70 дБ;

· диапазон регулировки усиления в фильтре не менее 10 дБ;

· коэффициент шума приёмника не более 8 дБ;

· ток потребления 120 мА при Е _п = 3В;

· габариты кристалла 2, 5× 2, 1 мм².

Принцип гомодинного приёма широко используется также в считывателях (ридерах) в системах радиочастотной идентификации объектов (RFID-системах) [2].

Рассмотренные варианты ПРМ дают возможность сформулировать перечень основных аналоговых и аналого-цифровых блоков, практическую реализацию которых в интегральном исполнении целесообразно обсудить:

· МШУ;

· аналоговые перемножители и их применение;

· формирователи квадратурных компонентов Q _канала и I _канала, включая полифазные фильтры;

· устройства частотной селекции, в том числе фильтры на ПАВ и гираторах;

· цифровые синтезаторы частот [3, 4];

· аналого-цифровые преобразователи (АЦП и ЦАП).

Особенности построения современных МШУ

МШУ является первым усилительным каскадом приёмного устройства и в значительной степени определяет характеристики ПРМ в целом. Главное назначение МШУ – увеличение отношения сигнал/шум и согласование приёмного тракта с входной цепью.

В зависимости от области применения характеристики МШУ могут существенно различаться:

· в устройствах WLAN (Wi-Fi) и Bluetooth коэффициент шума K _ш > 4дБ;

· в системах мобильной связи (например, GSM) K _ш ≤ 2дБ при K _м ≥ 15дБ.

При разработке МШУ необходимо обеспечить следующие основные показатели:

· низкое значение коэффициента шума K _ш;

· высокий коэффициент усиления мощности K _м;

· устойчивость в широком смысле этого слова;

· требуемую линейность;

· требуемую степень согласования входного импеданса усилителя с импедансом источника сигнала, который обычно равен волновому сопротивлению тракта 50 Ом.

Отметим, что для оценки линейности усилителей принято использовать современные критерии:

· точка компрессии (или точка насыщения) P _{1дБ вх} – мощность, при которой коэффициент усиления мощности K _м уменьшается на 1 дБ;

· точки пересечения (перехвата) по интермодуляции IIP ₂ и IIP ₃, которые связаны с интермодуляционными искажениями 2-го и 3-го порядков.

Рассмотрим более подробно эти искажения.

Основным критерием для оценки нелинейных, а точнее интермодуляционных искажений в современных приёмниках является параметр «характеристическая точка мощности интермодуляционных искажений N -го порядка» ( N -th order Intermodulation Intercept Point, или в англоязычной аббревиатуре IIP_N).

Обычно значения N равны 2 или 3. Поэтому ниже речь пойдет о параметрах IIP ₂ и IIP ₃. Их называют ещё точками пересечения мощности интермодуляционных продуктов 2-го и 3-го порядков. Эти параметры определяются следующим образом.

Предположим, что на некоторое устройство с нелинейной характеристикой y = F (x) воздействует входной сигнал вида

x (t) = A cosω ₁ t + A cosω ₂ t = A (cosω ₁ t + cosω ₂ t),

т.е. эта сумма двух гармонических колебаний с равными амплитудами, но с разными и близкими по значению частотами (рис. 7.3).

Рис. 7.3

Здесь R _вх – входное сопротивление устройства как четырёхполюсника, R _н – сопротивление нагрузки.

Пусть y = a ₁ x + a ₂ x ² или y (t) = a ₁ x (t) + a ₂ x ²(t).

Определение. Параметр IIP₂ – это мощность входного сигнала на одной из частот, например, на ω ₁, при которой амплитуда гармоники интермодуляционных искажений на частоте (ω ₁ ± ω ₂) равна амплитуде гармоники основной частоты ω ₁.

Обозначим А_{IIP 2} амплитуду гармоники входного сигнала (в данном случае тока) на частоте (ω ₁ ± ω ₂)

y (t) = a ₁(A cosω ₁ t + A cosω ₂ t) + a ₂(A cosω ₁ t + A cosω ₂ t)² =

a ₁ A cosω ₁ t + a ₁ A cosω ₂ t + a ₂ A ²cos²ω ₁ t + a ₂ A ²cos²ω ₂ t +2 a ₂ A ²cosω ₁ t ·cosω ₂ t.

Из последнего выражения следует, что амплитуда выходного сигнала (тока) на основной частоте ω ₁ равна a ₁ A, а амплитуда гармоник на частотах (ω ₁ – ω ₂) или (ω ₁ + ω ₂) равна a ₂ A ².

Если a ₁ A = a ₂ A ², то А = a ₁/ a ₂ = А_{IIP 2} и тогда

или

Определение. Параметр IIP3 - это мощность входного сигнала на одной из частот, например, ω ₁, на которой амплитуда гармоники интермодуляционных искажений на частоте (2ω ₁–ω ₂) равна амплитуде гармоники основной частоты ω ₁.

Считаем, что y (t) = a ₁ x (t) + a ₃ x ³(t).

Тогда y (t) = a ₁(A cosω ₁ t + A cosω ₂ t) + a ₃(A cosω ₁ t + A cosω ₂ t)³ =

= a ₁ A cosω ₁ t + a ₁ A cosω ₂ t + a ₃ (A ³cos³ω ₁ t + A ³cos³ω ₂ t +

+ 3 A ³cos²ω ₁ t ·cosω ₂ t + 3 A ³cosω ₁ t ·cos²ω ₂ t).

Из последнего выражения следует, что амплитуда гармоники на частоте ω ₁ равна амплитуда гармоники на частоте (2ω ₁–ω ₂) составляет

При равенстве этих амплитуд определяется A_{IIP 3}

Следовательно,

или

Чем больше значение IIP_N, тем выше устойчивость приёмника к интермодуляционным эффектам N -го порядка. Следует отметить, что IIP_N в некоторой степени является гипотетическим параметром, который экспериментально определяется лишь косвенными измерениями. Основное преимущество этого параметра перед коэффициентом гармоник K _ни и коэффициентом интермодуляционных искажений K _им состоит в независимости IIP_N от уровня выходного сигнала.

Следовательно, этот параметр характеризует собственные нелинейные свойства конкретного устройства.

Несложно установить связь коэффициента нелинейных искажений по третьей гармонике K _ни3 при односигнальном воздействии с параметром IIP ₃:

откуда

Выше было показано, что при использовании аппроксимации в виде кубического полинома y (t) = a ₁ x (t) + a ₃ x ³(t) амплитуда гармоники на частоте ω ₁ равна

Из последней формулы видно, что при < 0 амплитуда первой гармоники, а, следовательно, и уровень выходной мощности при увеличении входного сигнала будет уменьшаться.

Вводят понятие точки компрессии (или точки насыщения) P _{1дБм вх} – это значение входной мощности, при которой выходная мощность уменьшается на 1дБм относительно линейного усилительного устройства.

Рис. 7.4

На рис. 7.4 в координатах Р _вых = f (P _вх) приведено несколько зависимостей:

1 – амплитудная характеристика идеального линейного СВЧ-устройства;

2 – амплитудная характеристика реального нелинейного устройства;

3 – зависимость выходной мощности интермодуляционных продуктов 3-го порядка от входной мощности;

4 – линеаризованная зависимость выходной мощности интермодуляционных продуктов 3-го порядка от входной мощности.

Подчеркнем, что вопрос согласования входного импеданса усилителя с импедансом источника сигнала особенно важен, поскольку от согласования в большой степени зависит K _ш усилителя. Но если в настоящее время широко применяются малошумящие МОП-усилители, то как удаётся обеспечить широкополосное согласование, при условии, что сам МОП-транзистор имеет высокий входной импеданс? Один из известных способов – использование параллельной ООС (рис. 7.5). Современные, более эффективные способы широкополосного согласования в таких усилителях описаны в [1].

Рис. 7.5

Какие активные элементы (или усилительные приборы) используются в МШУ?

В течение 80÷ 90-х годов кремниевые БТ и полевые транзисторы на основе арсенида галлия (GaAs), а именно ПТ с барьером Шоттки (ПТШ), р-НЕМТ -транзисторы (на горячих носителях) и др., являлись основными активными элементами (компонентами), которые использовались в ИМС радиочастотного диапазона.

На сегодняшний день большинство зарубежных полупроводниковых ИМС СВЧ-диапазона изготовляются по технологии GaAs р-НЕМТ. Применение такой технологии позволяет реализовать наилучшие характеристики устройств СВЧ тракта – МШУ, смесителей, модуляторов, демодуляторов и др. – вплоть до 40÷ 60 ГГц.

Приведем для примера параметры двух вариантов современных МШУ:

1. МШУ типа ALN-33144030-01 с волноводным входом-выходом:

· коэффициент усиления мощности K _м=30 дБ;

· полоса усиливаемых частот 26÷ 40 ГГц;

· коэффициент шума K _ш < 4, 5дБ;

· ток потребления 200 мА.

2.МШУ типа SLM-207:

· коэффициент усиления мощности K _м ≥ 15 дБ;

· полоса усиливаемых частот 1, 7÷ 2 ГГц;

· коэффициент шума K _ш = 0, 9дБ;

· точка компрессии P _{1дБм вых} = 17, 7дБм;

· точка пересечения по интермодуляции 3-го порядка

P _{вых IIP3} = 30дБм;

· ток потребления 44 мА.

В более низкочастотной области радиочастотного диапазона 0, 1...2, 5 ГГц для разработки тех же устройств СВЧ тракта применяются ПТШ по технологии GaAs MESFET с длиной затвора 0, 25мкм. Например, МШУ типа 6405УР1, в котором использована указанная технология, имеет следующие параметры:

· коэффициент усиления мощности на частоте 1ГГц K _м = 20дБ;

· полоса усиливаемых частот 0, 1÷ 2 ГГц;

· коэффициент шума K _ш ≤ 4дБ;

· точка компрессии P _{1дБм вых}= 10дБм;

· точка пересечения по интермодуляции 3-го порядка P _{вых IIP3} = 24дБм;

· ток потребления 40мА.

Долгое время применение кремниевых МОП-транзисторов оставалось затруднительным из-за сравнительно низкой граничной частоты (f _гр ≤ 500МГц). В настоящее время бурное развитие КМОП-технологии позволило уменьшить длину затвора до 0, 18 мкм и менее (до 45 нм), в результате чего граничная частота кремниевых МОП-транзисторов увеличилась до 40÷ 60 ГГц. Это сделало КМОП-технологию приемлемой для проектирования радиочастотного тракта в диапазоне 1÷ 10 ГГц.

КМОП-микросхемы, в том числе и БИС, успешно применяются в интерфейсных частях ПРМ, а также в высокочастотных трактах радиоустройств различного функционального назначения и конкурирует с другими типами современных ИМС на основе GaAs, Si/Ge и других полупроводниковых материалов. Кроме того, КМОП-технология, являясь основой цифровой микроэлектроники, позволяет объединить на одном кристалле высокочастотную и низкочастотную аналоговые и цифровые части радиосистемы. Это обстоятельство сделало возможным реализацию концепции «система на одном кристалле» («system-on-a-chip»).

Несколько лет тому назад появился класс МШУ с частичной компенсацией шума АЭ. При этом, что очень важно, удаётся обеспечить и широкополосное согласование. Идею такой компенсации собственного шума МОП-транзистора можно проиллюстрировать на примере схемы, изображённой на рис. 7.6.

Рис. 7.6

Для составления графа проводимостей, с помощью которого предполагается рассчитать вклад собственных шумов МОП-транзистора в выходное напряжение (узел 5), следует из схемы исключить источник входного сигнала u _c(t). При этом резистор R1 окажется соединённым с общей шиной (узел 1 будет иметь нулевой потенциал).

Такой расчет проводится при определенных допущениях, а именно:

· все элементы (активные и пассивные) являются безынерционными: действительно, если f _гр ≈ 40 ГГц, то на частоте 1 ГГц МОП-транзистор можно в первом приближении считать безынерционным;

· усилитель с коэффициентом А представляется как ИНУН;

· сумматор считается идеальным устройством с весовыми коэффицентами, равными +1;

· шумы резисторов и усилителя А не учитываются.

В таком случае граф проводимостей ГП будет выглядеть, как показано на рис. 7.7.

Рис. 7.7

В узел 3 подключён через дополнительную ветвь с передачей, равной (–1) источник шумового тока который отображает собственные шумы МОП-транзистора.

Далее переходим к сигнальному графу (СГ) (рис. 7.8).

Рис. 7.8

Находим передаточную функцию от источника до выхода (т.е. до узла 5):

Полученная функция обращается в нуль, если ,

откуда

Итак, при условии происходит компенсация шумов МОП-транзистора VT1. Кроме того, следует обратить внимание на следующие особенности:

1. Входное сопротивление такого усилителя за счет параллельной ООС может быть реализовано равным ; таким образом будет обеспечено широкополосное согласование по входу.

2. На выходе такого усилителя будут скомпенсированы нелинейные искажения, обусловленные МОП-транзистором VT1. Дело в том, что при малом уровне нелинейных искажений целесообразно ввести понятие «генератора нелинейных искажений», который можно подключить в тот же узел, что и источник шумового тока (рис. 7.9).

Рис. 7.9

В таком случае произойдет компенсация нелинейных продуктов малого уровня, которые появляются за счет нелинейных свойств транзистора VT1.

Реальные схемы МШУ на МОП-транзисторах и на биполярных транзисторах с частичной компенсацией собственного шума и с широкополосным согласованием по входу изображены на рис. 7.10.

а)
б)
в)
г)
д)

Рис. 7.10

Как показал проведенный анализ, наиболее предпочтительным является вариант г. Здесь компенсируются шумы МОП-транзистора VT1, а входное сопротивление МШУ определяется входным сопротивлением VT1 со стороны истока и сопротивлением резистора R2.

Если = 50 Ом, крутизна транзистора S = 10 мА/В и = 100 Ом, то должно быть выполнено следующее соотношение:

Такая схема обладает симметричным выходом.

Задание на самостоятельную работу:

Произвести расчет варианта г и показать, что имеет место компенсация собственных шумов транзистора VT1.

Список рекомендуемой литературы:

1. Коротков А.С. Микроэлектронные высокочастотные устройства приёмников систем связи. – С-Пб.: Изд-во Политехнического университета, 2010.

2. Богатырёв Е.А., Рубцов И.А. RFID-системы: основы построения, функционирования и применения: учебное пособие/ под ред. Е.А.Богатырёва. – М.: Издательство МЭИ, 2012.

3. Белов Л.А., Синтезаторы частот и сигналов. Учебное пособие.- М.: САЙНС-ПРЕСС, 2002.

4. Богатырёв Е.А, Лякин А.Е., Ларин В.Ю. Энциклопедия электронных компонентов. Том 1. Большие интегральные схемы. – М.: Макротим, 2006.

5. Белов Л.А. Устройства формирования СВЧ сигналов и их компоненты: учеб. пособ. / Л.А.Белов.- М.: Издательский дом МЭИ, 2010.

6. Галкин В.А. Основы программно-конфигурируемого радио. – М.: Горячая линия – Телеком, 2013.

[1] Здесь уместно провести контроль знаний студентов и попросить их дать краткую характеристику отдельным типам ПРМ.