Инверторы на МДП-транзисторах

В современной микроэлектронике более 90% СБИС реализуются на МДП-транзисторах. Такое положение обусловлено более простой структурой МДП-транзисторов, при уменьшении размеров которых достигаются высокая степень интеграции и быстродействие, а также более высокой функциональной гибкостью по сравнению с биполярными ИС. В отличие от последних МДП-схемотехника наряду с применением типовых логических элементов широко использует аналоговые ключи или вентили передачи, элементы энергонезависимой памяти, динамический режим работы, что позволяет реализовать на их основе все многообразие систем и устройств обработки цифровой информации.

Одна из базовых логических функций заключается в инверсии входного сигнала, которую реализует инвертор. Инвертор обладает не только функцией логического отрицания, но и электрическими функциями, а именно функцией усиления по мощности слабых электрических сигналов и их воспроизведения (формирование или квантование логического сигнала). Чем выше нелинейность передаточной характеристики, тем выше квантовая способность инвертора. При идеальной прямоугольной передаточной характеристике (бесконечный коэффициент усиления) входной сигнал выше напряжения порога инвертора приводит к появлению на выходе напряжения логического нуля, а входной сигнал меньше напряжения порога создает на выходе напряжение логической единицы. В реальных случаях квантование сигнала проходит после прохождения двух-трех инверторов. При этом квантуется не только амплитуда сигнала, но и восстанавливается крутизна фронтов импульсов, обеспечивающая быстродействие логических преобразований.

Базовая схема основного МОП-инвертора показана на рисунке 10.43. На рисунке 10.44 приведены некоторые примеры нагрузок, используемых в этой схеме. В качестве активного элемента инвертора на рисунке 10.43 применяется n- канальный полевой МОП-транзистор. При использовании для этой цели p- канального МОП-транзистора полярность источника питания изменяется на обратную. Во многих случаях в качестве активных элементов используют n- канальные транзисторы с более высокой подвиж-ностью носителей. Нагрузка, как следует из рисунка 10.44, может быть не только резистивной, но и нелинейной, в качестве которой могут использоваться как активные p- канальные МОП-транзисторы, так и пассивные элементы [5]. На рисунке 10.45 приведены характеристики активных элементов и характеристики пассивных нагрузочных элементов (нагрузочные кривые по постоянному току). Точка пересечения характеристики активного элемента и характеристики соответствующего нагрузочного представляет собой рабочую точку инвертора. При увеличении входного напряжения V _вх рабочая точка смещается влево. По кривым рисунка 10.45 можно количественно оценить работу инвертора как усилителя с инверсией фазы входного сигнала на выходе. Напряжение (V _и.п – V_пор.Н) представляет разность напряжения питания вентиля с нагрузкой Е-типа в виде полевого МОП-транзистора, работающего в режиме обогащения, и его порогового напряжения.

Рисунок 10.44 - Виды нагрузок МОП инверторов

В современных МДП БИС резистивные нагрузки практически не применяются, за исключением некоторых типов запоминающих устройств. Замена резистора транзистором с индуцированным каналом позволила значительно увеличить степень интеграции ИС, а также быстродействие за счет меньшей площади и паразитной емкости (нагрузка Е-типа). Еще большие плотность упаковки и быстродействие обеспечивает применение в качестве нагрузки МОП транзистора со встроенным каналом, работающим на обеднение (D-нагрузка), так как площадь, занимаемая этим транзистором меньше, чем площадь МОП транзистора с индуцированным каналом.

Рисунок 10.45 - Выходные характеристики активного элемента

и нагрузочные кривые для R, E и D- нагрузки

Рассмотрим поведение инверторов с различными типами пассивных нагрузок. При уменьшении входного напряжения (рисунок 10.43), выходное напряжения V _вых (рисунок 10.46, а) инвертора с D-нагрузкой увеличивается быстрее, чем в схеме с резисторной R и в схеме с Е-нагрузкой, поскольку в этой схеме обеспечивается постоянство тока I_Н в большом диапазоне напряжений (рисунок 10.46, б). Таким образом, МОП-инвертор с D-нагрузкой обладает более высоким быстродействием, чем МОП-инверторы с резисторной нагрузкой или с нагрузкой, работающей в режиме обогащения (Enrich – Е-нагрузка). При той же потребляемой мощности быстродействие инвертора с D-нагрузкой увеличивается в 3…5 раз. Логический размах в инверторе с D-нагрузкой больше, чем в инверторе с Е-нагрузкой на величину порогового напряжения Е-транзистора. Напряжение логической единицы D-инвертора практически равно напряжению источника питания. Кроме того передаточная характеристика имеет более нелинейный характер, чем в других двух схемах (рисунок 10.46, в), что повышает воспроизводимость логических сигналов и помехоустойчивость. Дополнительным преимуществом инвертора с D-нагрузкой является бó льшая устойчивость к колебаниям напряжения источника питания, обусловленная обеспечением постоянства тока в нагрузке. По приведенным выше причинам МОП-инверторы с D-нагрузкой нашли широкое применение в БИС и СБИС.

Рисунок 10.46 - Сравнение характеристик схем с разной нагрузкой (D – МОП транзистор, работающий в режиме обеднения; R – резистор; Е – МОП-транзистор, работающий в режиме обогащения):

а – зависимость U_вых от времени; б – зависимость i_Н от U_вых ; в – передаточная характеристика

Проведем оценку параметров передаточной характеристики инвертора с D-нагрузкой (рисунок 10.47). Если на вход инвертора подается напряжение низкого уровня U ⁰ < U_пор.а, где U_пор.а – пороговое напряжение активного транзистора, то последний закрыт. Пассивный транзистор всегда открыт независимо от входного напряжения. Если выход инвертора нагружен на входы аналогичных элементов, т. е. затворы МОП-транзисторов с большим сопротивлением, то напряжение на выходе соответствует высокому уровню U ¹ ≈ U _и.п (рисунок 10.45). При этом ток, протекающий через транзистор -нагрузку, пренебрежимо мал. Если на вход подается высокий уровень U ¹ = U _и.п , то транзистор VT_a открыт, и выходное напряжение соответствует низкому уровню U ⁰. При этом через инвертор протекает большой ток I_С.нас нагрузочного транзистора (рисунок 10.45). До напряжения входа U_вх ≤ U_пор.а , выходное напряжение передаточной характе-ристики (рисунок 10.47, б) соответствует U ¹. Участок I спада выходного напряжения соответствует триодному режиму (работа на крутом участке ВАХ) нагрузочного транзистора. Участок II соответствует пентодным (пологий участок ВАХ) режимам работы активного и нагрузочного транзистора. При этом входное напряжение равно пороговому напряжению инвертора .

На третьем участке передаточной характеристики (U _вх > U _инв) активный транзистор работает на триодном, а пассивный – пентодном участках выходных ВАХ.

а) б)

Рисунок 10.47 - Электрическая схема (а) и передаточная характеристика (б)

МДП инвертора с D -нагрузкой

На триодном и пентодном участках ВАХ МОП транзисторы описываются следующими выражениями (9.51), (9.52):

, ;

, , (10.30, а)

где – удельная крутизна МОП транзистора.

Для нагрузочного МОП-транзистора со встроенным каналом, работающим в режиме обеднения, знаки перед U_ЗИ и U_пор меняются на обратные.

При входном напряжении U_ЗИ = U_вх = U_инв оба транзистора работают на пентодных участках ВАХ. Из условия I_С.а = I_С.Н, получим:

; ; (10.31)

.

В выражениях (10.31) индекс «а» относится к активному транзистору, индекс «Н» – нагрузочному. Величина b_R, называемая также коэффициентом инвертора, определяется отношением коэффициентов усиления активного и нагрузочного транзистора, для инверторов с D-нагрузкой лежит в диапазоне (1…5). При одинаковых размерах активного и нагрузочного транзисторов (b_R = 1) пороговое напряжение инвертора равно сумме пороговых напряжений транзисторов (10.31). При увеличении b_R U_инв уменьшается, но не может быть меньше U_пор.а . Подбирая величину b_R, можно установить пороговое напряжение U_инв равным половине напряжения питания и обеспечить таким образом достаточный запас по помехоустойчивости, что обычно и делают при проектировании БИС.

.

Напряжение логического нуля U ⁰ может быть оценено из условий: , для активного транзистора.

; . (10.32)

При выводе (10.32) пренебрегли величиной второго порядка малости . С целью повышения устойчивости к открывающей помехе целесообразно увеличивать значение (уменьшать U ⁰). Для обеспечения работоспособности инвертора необходимо выполнить условие . Из этого условия следует:

. (10.33)

В случае МОП-транзисторов, работающих в режимах обогащения/обеднения (D-нагрузка), ток при закрытом транзисторе (U _вх = U ⁰) практически равен нулю, и статической потребляемой мощностью в транзисторе можно пренебречь. Однако если транзистор открыт (U _вх = U ¹), то через него проходит ток и статическая потребляемая мощность составит

. (10.34)

Если предположить, что в реальных схемах транзистор открыт приблизительно половину рабочего времени, то потребляемая мощность, таким образом, составит половину того уровня, который дает уравнение (10.34). Вместе с тем, поскольку работа схемы сопровождается потерями, связанными с зарядкой-разрядкой нагрузочной емкости, реальное потребление мощности превысит рассчитанное по формуле (10.34). Аппроксимировав статические емкости двух полевых МОП-транзисторов, соединительных проводников и входа следующего каскада посредством конденсатора С_Н , как показано на рисунке 10.48, можно рассчитать, что на одном цикле зарядки потребляется энергия, равная , откуда динамическое потребление мощности можно определить как

, (10.35)

где – средняя частота переключения.

Рисунок 10.49 - Эквивалентная схема для расчета переднего и заднего фронтов в инверторах на МОП-транзисторах, работающих в режимах обогащения/обеднения:

а – эквивалентная схема для расчета заднего фронта, U_вых (0) = U ¹; б – эквивалентная схема для расчета переднего фронта, U_вых (0) = U ⁰

Итак, на один инвертор, выполненный на МОП-транзисторах, работающих в режимах обогащения/обеднения, средняя потребляемая мощность составляет

. (10.36)

Теперь рассмотрим вопрос о временных характеристиках МОП-инверторов. Для простоты заменим, как это было сделано на рисунке 10.48, нагрузку одним линейным конденсатором С_Н и, используя эквивалентные схемы рисунка 10.49, а, б, рассчитаем длительность переднего и заднего фронтов импульса для инвертора, выполненного на МОП-транзисторах, работающих в режимах обогащения/обеднения. Емкость С_Н можно приближенно считать как сумму собственной паразитной емкости в точке выхода инвертора (С ₀) и паразитной емкости C_i, умноженной на коэффициент разветвления по выходу, т. е. в виде С ₀ + nC_i. (Паразитные емкости соединительных проводников включены в состав C_i). В схеме рисунка 10.49, а влиянием нагрузочного полевого МОП-транзистора, работающего в режиме обеднения, можно пренебречь. Переходные характеристики схем рисунка 10.49, а и б описываются следующими дифференциальными уравнениями [5].

Для заднего фронта :

(10.37)

Для переднего фронта :

(10.38)

Решив эти уравнения при начальных условиях, указанных на рисунке 10.49, получим следующие результаты.

Для заднего фронта

(10.39)

Для переднего фронта

(10.40)

где τ _а, τ _Н – постоянные времени, нормированные на единицу напряжения, определяемые как

; ; (10.41)

b_a, b_H – удельная крутизна активного и нагрузочного транзисторов соответственно.

Результаты расчета U_вых (t) по уравнениям (10.39) и (10.40) схематично представлены на рисунке 10.50.

Как следует из указанных уравнений и соответствующий кривых, в рассматриваемых инверторах передний и задний фронты импульса несимметричны.

. (10.42)

Другими словами, это отношение равно коэффициенту инвертора b_R. Отсюда вытекает, что как с точки зрения характеристики передачи инвертора по постоянному току, так и с точки зрения его временной характеристики величина b_R должна быть оптимальной. Однако на величину b_R накладываются ограничения, описываемые соотношениями (10.31) и (10.33), ввиду чего на практике b_R обычно имеет значение в диапазоне 3-4 и более, и в МОП-структурах, выполненных на транзисторах, работающих в режимах обогащения/обеднения, асимметрия переднего и заднего фронтов импульсов неизбежна. Это специфическая особенность логических схем с отношением, в которых характеристики инверторов определяются отношением геометрических параметров полевого МОП-транзистора, включенного со стороны нагрузки, и полевого МОП-транзистора, включенного со стороны возбуждения (b_R).

Рисунок 10.50 - Время нарастания и спада в инверторах на полевых транзисторах, рабо-тающих в режимах обогащения/обеднения

Быстродействие инвертора оценивается средней задержкой

,

так как длительность фронта нарастания напряжения больше, чем время спада (10.42) (см. рисунок 10.50). Длительность t ^{0, 1} определяется постоянной времени t ₂ (10.40), которая, в свою очередь, зависит от постоянной времени нагрузочного транзистора t_Н. В зависимости от размеров транзисторов (С_Н) время задержки, измеренное в кольцевом генераторе инверторов, составляет от десятков до единиц наносекунд. Работа переключения определяется величиной логического размаха, соизмеримого с напряжением источника питания

, (10.43)

где К – коэффициент порядка единицы (уменьшается при увеличении напряжения подложки). Величина работы переключения в зависимости от нагрузки (С_Н) находится в диапазоне (0, 3…3 пДж) для транзисторов СБИС.