Непосредственные ППН

НППН понижающего типа. Простейший способ непосредственного преобразования постоянного напряжения заключается в периодической коммутации коллекторного тока в цепи, подключенной к источнику постоянного напряжения (рис.9.3, а) с помощью ключевого элемента - силового транзистора VT 1. В мощных низкочастотных преобразователях данного типа коммутация тока нагрузки осуществляется с помощью тиристоров. Работа вентильных элементов в ключевом режиме позволяет обеспечить КПД такого преобразователя, близким к единице.

Для НППН выделяют два режима работы. Первый режим характеризуется тем, что к моменту очередного замыкания ключа (открывания мощного транзистора или тиристора) в дросселе протекал некоторый минимальной величины ток - i_Lmin (рис.9.3, б). Этот режим получил название “режима непрерывного тока”. Он характеризуется также наименьшим внутренним сопротивлением преобразователя и поэтому является предпочтительным.

а – электрическая схема; б, в, г – временные диаграммы токов

Рис. 9.3. Непосредственный преобразователь постоянного напряжения

понижающего типа

На интервале времени открытого состояния транзистора (t - t ₀) коллекторный ток i ₀ повторяет форму тока в дросселе, а в течение интервала времени t = t _з, когда транзистор закрыт, ток i ₀ равен нулю.

Второй режим носит название “режима прерывистого тока”. Он имеет место при сравнительно малых нагрузках (велико сопротивление резистора R _н) преобразователя, когда ток в дросселе фильтра успевает уменьшиться до нулевого значения раньше, чем происходит очередное открывание мощного транзистора VT 1.

В дальнейшем будем рассматривать работу различных схем НППН в режиме непрерывных токов и периодическом замыкании-размыкании ключа с периодом следования импульсов T.

Изменяя с помощью системы управления соотношение между длительностями открытого t ₀ и закрытого t ₃ (рис.9.3, б) состояний транзистора в силовой схеме НППН, можно осуществить получение различных уровней среднего значения напряжения на нагрузке. В таком режиме использования данные преобразовательные устройства на практике часто называют импульсными регуляторами.

При замкнутом ключе (транзистор VT 1 открыт) на входе фильтра напряжение равно напряжению U _п источника питания. Это напряжение формирует импульс напряжения на приемнике U _н= U _п, а длительность импульса t _и равна времени открытого состояния транзистора (t ₀= t _и).

При разомкнутом ключе (транзистор VT 1 заперт) напряжения на приемнике равно нулю. Поскольку импульсы следуют с периодом T, то интервал времени закрытого состояния транзистора равен t _з= Т - t _о.

Среднее значение напряжения на приемнике за период согласно (9.1) прямопропорционально коэффициенту заполнения к _з.

.

Выходное напряжение ППН и есть среднее значение напряжения на нагрузке

U _н= U _ср= U _п× к _з. (9.3)

Соответственно, коэффициент передачи ППН по напряжению для данной схемы имеет вид

(9.4)

И напряжение U _н, и коэффициент передачи U _н/ U _п прямопропорциональны относительной длительности импульсов.

Если бы в схеме не было ветви с блокирующим диодом VD 1, то при размыкании ключа (запирании транзистора VT 1) на дросселе наводилась бы значительная нерасчетная противо-ЭДС e_L = - L × di / dt, что могло либо привести к пробою изоляции обмотки дросселя, либо к электрической дуге в месте разрыва цепи (на ключе, т.е. на эмиттерно-коллекторном р - n переходе транзистора VT 1) и к выходу из строя либо дросселя, либо транзистора.

В схеме с диодом в начале процесса нарастания этой ЭДС появляется отрицательное напряжение на катоде диода, он открывается, что дает возможность дросселю разрядиться через сопротивление приемника и конденсатор фильтра. Ток дросселя в течение интервала t ₀ проходит через источник, а в течение интервала t ₃ - через диод VD 1 (рис.9.3, в, г).

Выражение (9.4) определяет собой регулировочную характеристику НППН, изображенного на рис. 9.3, а, в силовой цепи которого включены последовательно дроссель фильтра L и ключ - транзистор VT 1. Из (9.4) следует, что с увеличением к _з коэффициент передачи НППН изменяется линейно (см. рис. 9.6) от нуля (при t ₀ = 0) до единицы (при t ₀ = T). Рассмотренная выше схема позволяет получить напряжение на нагрузке, равное или меньшее напряжения питания, т.е. U _н£ U _п. Поэтому такой НППН иногда называют преобразователем понижающего типа.

Наряду с рассмотренным выше типом НППН с последовательным включением с приемником мощного транзистора и дросселя фильтра на практике применяются (хотя и существенно реже) также другие НППН понижающего типа, отличающиеся друг от друга конфигурацией силовых схем.

НППН повышающего типа. Вторым вариантом соединения элементов силовой цепи в ППН является схема с последовательным с приемником включением дросселя и параллельным включением ключа (рис. 9.4, а).

С момента размыкания ключа (закрытия транзистора VT 1) в интервале времени закрытого состояния транзистора t _з начинается спад тока i_L в дросселе, производная тока изменяет свой знак и в обмотке дросселя наводится противо-ЭДС e _др= L × di / dt, препятствующая спаду тока в дросселе и направленная по направлению тока. Уравновешивающее эту ЭДС напряжение на дросселе u _др=- е _др суммируется с напряжением источника питания и на эмиттер-коллекторном переходе транзистора VT 1 суммарное напряжение U _э-к= U _п+ u _др возрастает.

Диод VD 1 открывается и конденсатор С вновь начинает заряжаться (рис. 9.4, б). Напряжение U _эк на закрытом транзисторе равно выходному напряжению U _н преобразователя.

а – схема; б – временные диаграммы токов и напряжений

Рис. 9.4. Непосредственный преобразователь постоянного напряжения

повышающего типа

Энергия, накопленная в дросселе, передается в конденсатор С и резистор R _н через открывшийся диод VD 1. Ток в дросселе спадает, достигая в конце данного интервала своего минимального значения.

Чтобы определить коэффициент передачи U _н/ U _п данной схемы ППН, введем допущение о том, что индуктивность дросселя L является очень большой величиной, близкой к L =¥.

В этом случае постоянные времени цепей заряда-разряда дросселя велики, процесс нарастания-спада тока в дросселе очень длительный и на интервале периода следования импульсов Т изменения тока незначительны. Можно принять средние значения токов заряда-разряда равными и неизменными, т.е. считать I_{L .зар.ср}= I_{L .разр.ср}= I_L =const. При указанных допущениях можно составить баланс энергий источника питания при заряде и разряде дросселя в пределах периода Т (пренебрегая потерями).

Энергия, отдаваемая в цепь источником питания за весь период следования импульсов Т = t ₀+ t _з, частично запасается в дросселе (в интервале времени открытого состояния транзистора), а в интервале времени t _з, соответствующем закрытому состоянию транзистора, частично идет на подзаряд конденсатора и частично расходуется в резисторе нагрузки R _н. Уравнение энергии источника за период имеет вид

W _и= U _п× I_L × T. (9.5)

С другой стороны, можно записать уравнение той же энергии источника W _и^¢ , отдаваемой в цепь в сумме с накопленной в дросселе энергией в интервале времени закрытого состоянии транзистора t _з.

Для составления такого уравнения с равными в обоих случаях количествами отдаваемой источником во внешнюю цепь энергии (W _и= W¢ _и), нужно считать, что напряжение источника в интервале t _з уже не равно U _п, а иное: U _н= U _п+ u _др, где U _др – добавочное напряжение на дросселе, эквивалентное рассмотренной ранее противо-ЭДС в обмотке дросселя

W _и^¢ = U _н× I_L × t_з=U _н× I_L × (Т - t ₀). (9.6)

Приравнивая выражения (9.5) и (9.6), получим

(9.7)

Из выражения (9.7) можно определить коэффициент передачи рассматриваемого НППН, предварительно разделив правую часть на T:

. (9.8)

Графическая зависимость коэффициента передачи такой схемы ППН, изображенной на рис. 9.4, приведена на рис. 9.6.

Таким образом, в НППН с такой силовой схемой выходное напряжение всегда больше входного. Это происходит потому, что на этапе разряда дросселя в нагрузку поступает и энергия, запасенная в дросселе, и энергия источника питания. Коэффициент передачи этой схемы изменяется от 1 при K _з=0 до бесконечности при K _з=1. Такие НППН часто называют преобразователями повышающего типа.

НППН инвертирующего типа. Третий тип НППН показан на рис.9.5, а. Его силовая схема образована транзистором, включенным последовательно с нагрузкой и дросселем, включенным параллельно ей.

непосредственного преобразователя постоянного напряжения

реверсивного типа

При замкнутом ключе (транзистор VT 1 открыт в интервале времени t ₀) дроссель запасает энергию (“заряжается током”) от источника напряжения U _п (рис.9.5, в). Полярность напряжения на дросселе при этом задается полярностью напряжения U _п - она такова, что диод VD 1 оказывается закрытым. Конденсатор C, накопивший некоторый заряд в предыдущий период коммутации ключа, разряжается на нагрузки резистор R _н, поддерживая в нем ток i _н (рис. 9.5, г).

Напряжение на выходе преобразователя U _н, определяемое разрядным током конденсатора через резистор R _н, имеет противоположную полярность по отношению к полярности напряжения питания U _п и уменьшается в течение интервала времени t ₀ (рис. 9.5, б).

При размыкании ключа (закрытии транзистора VT 1) разрывается цепь зарядного тока, а значит ток в дросселе начинает уменьшаться. В результате наводится ЭДС e_L, препятствующая спаду тока в дросселе с полярностью, противоположной той, которая была на нем в конце интервала времени t ₀ (рис. 9.5, б). Нарастание этой ЭДС происходит до тех пор, пока не откроется диод VD 1, подключающий параллельно дросселю конденсатор C и резистор нагрузки R _н (разрядную цепь). Разряжаясь в интервале времени t _з, дроссель подзаряжает конденсатор C, восстанавливая уменьшившийся за предыдущую часть периода его заряд. Часть разрядного тока дросселя проходит и по резистору нагрузки, поддерживая в нем близкий к постоянному ток i _н (рис.9.5, г).

Поскольку выходное напряжение по отношению к входному имеет противоположную полярность, такие НППН называют реверсирующими или инвертирующими преобразователями.

Для получения формулы коэффициента передачи по напряжению рассматриваемого ППН (рис. 9.5, а) введем те же допущения, что и при выводе формулы (9.7).

Если допустить, что индуктивность дросселя L и емкость конденсатора C есть бесконечно большие величины, т.е. L = ¥, C = ¥, ток в дросселе постоянный I_L – постоянный, а потери в схеме отсутствуют, то вся энергия W _и, отдаваемая источником U _п в цепь за время t ₀, выделяется в нагрузке преобразователя.

При замкнутом ключе источник напряжения целиком отдает энергию дросселю, где она накапливается в виде энергии магнитного поля

W _и= W _др= U _и I_L t ₀, (9.9)

В интервале времени закрытого состояния транзистора t _з= Т - t ₀ дроссель, разряжаясь, отдает эту накопленную энергию конденсатору и приемнику. Отдаваемая дросселем энергия

W _др^¢ = U _п I_L (T – t ₀). (9.10)

Приравняв правые части равенств (9.8) и (9.9), получим уравнение, из которого легко найти напряжение на нагрузке:

(9.11)

Коэффициент передачи НППН данного типа, выраженный через коэффициент заполнения (к _з), принимает вид

(9.12)

Таким образом, как следует из (9.11), коэффициент передачи реверсирующего НППН изменяется от нуля (при к _з=0) до бесконечности (при к _з=1).

Важнейшей характеристикой НППН рассмотренных типов является регулировочная, показывающая зависимость коэффициента передачи от коэффициента заполнения, т.е. U _н/ U _п= f (к _з). Графически регулировочные характеристики для рассмотренных типов НППН на основании выражений (9.4), (9.7), (9.11) характеризуются зависимостями, изображенными на рис.9.6.

По сравнению с первым из рассмотренных НППН два последних характеризуются существенно худшим использованием элементов сглаживающего фильтра, значительно большими габаритами и массой, большим внутренним сопротивлением, худшим использованием по току регулирующего транзистора и блокирующего диода.

Для этих преобразователей пульсации выходного напряжения D U _н~ при заданном токе нагрузки I _н и частоте преобразования f пропорциональны току нагрузки и не зависят от индуктивности дросселя фильтра.

Они могут быть уменьшены лишь посредством увеличения емкости, а следовательно, массы и габаритов конденсатора фильтра

В преобразователе, схема которого изображена на рис. 9.3, а, для достижения того же уровня пульсаций выходного напряжения требуется конденсатор значительно меньшей емкости.

Характер коммутационных процессов при открывании и закрывании мощных транзистора и диода во всех трех силовых схемах рассмотренных НППН идентичен.

Основные недостатки рассмотренных высокочастотных непосредственных преобразователей, заключающиеся в наличии электрической связи по току между источником электроэнергии и приемником преобразователя, в невозможности получения большого числа электрически изолированных друг от друга выходных цепей постоянного тока с напряжениями различных уровней, существенно ограничивают область их практического применения как самостоятельных средств вторичного электропитания аппаратуры РЭС.